本文介紹了如何使用 E5061B-3L5 低頻-射頻 網絡分析儀 (5 Hz 至 3 GHz) 來測量DC-DC 轉換器和相關的無源PDN 元器件的頻域特征。

圖1. 配電網絡示例

    測量DC-DC 轉換器的反饋環路特征

    DC-DC 轉換器的基本工作原理

    先我們快速概括一下 DC-DC 轉換器的基本工作原理。我們以一個簡單的、采用電壓控制模式的非隔離單相降壓轉換器為例。

     圖2 的原理圖和時序圖顯示了DC-DC 降壓轉換器的基本工作原理。MOSFET 開關把直流輸入電壓Vin 變成脈沖電壓，開關的通/斷狀態由反饋環路來控制。這個脈沖電壓再通過電路輸出級的 LC 濾波器的充電和放電過程變為直流輸出電壓Vout。

     當開關接通時，電流 Ion 經過電感器 L， 將電量傳送到輸出電容器 Cout 和負載， 此時Vout 上升。

     當 Vout 達到某一電壓電平時，開關就會斷開， 剛才利用電流 Ion 給 L 充入的電量會生成電流 Ioff， 并將電量傳送到負載，同時給 Cout 所充的電量也會傳送到負載，此時 Vout 就會下降。當 Vout 下降到某一電平時， 開關又會接通， 這樣 Vout 就會再次上升。輸出電壓電平由脈沖占空比決定。

     時間Ton 越長，電路的輸出電壓越高。時間Ton 越短，電路的輸出電壓越低。當有一個高于某一特定電平的電流持續流經電感L 時，平均輸出電壓可按照以下公式計算: Vout = Ton/(Ton + Toff) x Vin。重復進行這種通/斷操作，同時監視輸出電壓并調整脈沖占空比，這樣無論負載如何變化， 都能得到一個穩定的輸出DC 電壓。

圖2. DC-DC 轉換器的基本工作原理

圖3. DC-DC 轉換器原理圖示例

    圖3 是DC-DC 轉換器的詳細原理圖示例。由R1 和R2 所分擔的輸出電壓被反饋到誤差放大器，誤差放大器將反饋電壓與穩定的參考電壓Vref 進行比較，得出與這兩個電壓之差成比例的輸出電壓。脈寬調制器 (PWM) 提供占空比由誤差放大器的輸出電壓決定的脈沖，此脈沖可以接通或斷開MOSFET 開關。

    當反饋電壓低于 Vref 時，反饋系統會延長周期Ton 以提高輸出電壓。當反饋電壓高于Vref 時，反饋系統會縮短周期Ton 以降低輸出電壓。這樣就能獲得一個穩定的DC 輸出電壓。

    C1、C2、C3、R3、R4 以及R1 和R2 等元器件均可以調節誤差放大器的增益和相位時延，從而提高反饋環路的穩定度 (反饋補償)。

    測量DC-DC 轉換器的反饋環路特征

    本節將介紹如何使用 E5061B-3L5 LF-RF 網絡分析儀來測量反饋環路特征。在開始介紹測量方法之前，我們先快速瀏覽一下反饋環路控制的基礎知識。

    環路增益

    如圖 4 所示，DC-DC 轉換器可看作是一個負反饋控制系統，輸入信號為Vref，輸出信號為 Vout。| G | 稱為開環增益，| Vout/ Vref | = | G/(1 + GH)| 稱為閉環增益，| GH | 稱為環路增益。在此應注意，循環傳遞函數為GH x (-1) = -GH，因為它包括誤差放大器的倒數。傳遞函數G 與誤差放大器至輸出 LC 濾波器的總傳遞函數相對應，而傳遞函數H 與包括R1 和R2 的電阻分壓器電路相對應。電阻器 R1 和 R2 還和 R3、C1、C2、C3 及R4 一起決定誤差放大器的增益和相位時延。

     這個負反饋環路控制系統能夠調節可變的輸出電壓Vout，使之接近于Vref/H。環路增益 | GH | 越大，電壓調節能力越強。隨著電壓發生變化的頻率的增加，環路增益將會降低；當環路增益小于 1 時，調節不再起作用。

     環路增益 | GH | 等于 1 (即 0 dB) 的頻率稱為交叉頻率，這個頻率就是環路的帶寬(圖 5)。交叉頻率越高，反饋環路就能夠對更快頻率發生變化的電壓進行調節，對負載變化的響應速度也越快。

圖4. 負反饋環路控制系統

     相位裕量和增益裕量

     當反饋控制環路工作在高頻時通常會產生相位延時的現象。現在，讓我們看一下循環傳遞函數 –GH 的相位延時。在接近直流的低頻范圍內，誤差放大器只會發生 180° 的相位延時。頻率上升得越高， 誤差放大器的相位延時就變得越大，同時在環路的其他位置會發生額外的延時。如圖 6 所示，在輸出 LC 濾波器的諧振頻率fc = 1/(2 * ? * √ (L*C)) 周圍會發生大的相位時延。尤其是在普遍使用 ESR 值比較低的電容器來降低輸出電壓的紋波的應用中，由于 ESR 極低，所以 LC 濾波器的相位響應會接近于理想的 LC 濾波器的相位響應，因此諧振頻率附近的相位延時會變得非常大，接近180°。如果反饋環路的總相位時延接近360°，那么反饋環路會呈現正向反饋，而不是負向反饋。而且，如果環路增益| GH | 仍大于 1，不穩定的控制環路會因為環路電路中所用的元器件的變化以及其他條件(例如溫度)的變化而造成振蕩現象。

    為了避免此類問題，需要進行反饋補償來使環路穩定，在添加反饋補償元器件 (例如圖 4 中的 R3、R4、C1、C2 和 C3) 來調整誤差放大器在 LC 濾波器諧振頻率附近的增益和相位。如圖 5 所示，在環路增益 |GH| = 1 的交叉頻率處，-GH 的相位角和 -360° 之差 (也就是，GH 的相位角和-180° 之差) 被稱為相位裕量。相位裕量是一個表示環路穩定度的重要參數。相位裕量越大，反饋環路越穩定。

    在現實應用中，反饋環路必須要有足夠大的相位裕量才能確保在任何負載條件下系統都能穩定地工作。

    但是，如果因為過度進行反饋補償而使交叉頻率變低的話，那么反饋系統對負載變化的響應速度也會降低。因此，在設計反饋補償電路時就必須要使系統的穩定度和響應速度達到優化的平衡狀態，使之達到目標應用的要求。為了優化這些參數， 使用低頻網絡分析儀來驗證反饋環路的真實特征是非常重要的。

     與相位裕量的定義方法相類似，在相位角等于0°的頻率上，-GH 的增益和0 dB 之間的差值稱為增益裕量，增益裕量也是衡量環路穩定度的一個重要參數。

圖5. GH 的增益相位特征

圖6. 輸出級LC 濾波器的增益相位特征

圖7. 誤差放大器和反饋補償電路的增益相位特征

    使用網絡分析儀測量環路增益的方法

    低頻網絡分析儀可以通過額外的注入電路向反饋環路注入源信號，以便測量處于工作狀態的反饋環路。分析儀測量注入電路 (帶有含高阻抗輸入的接收機端口 R 和T) 兩端的交流電壓的比值。在施加激勵信號時要把信號注入到輸入阻抗 (Zin) 很高、輸出阻抗(Zout) 很低的地方。

    具體談到 DC-DC 變換器的測試情況，通常都是使用由變壓器和電阻組成的浮置激勵施加電路，把測試信號加在反饋電路路徑上的分壓電路之前，如圖 8 所示。通過把激勵信號加在滿足Zin >> Zout 的點上， 并讓電阻R 滿足Zin >> R >> Zout 的條件， 我們就可以通過T/R 比值的測量結果得到循環傳遞函數 –GH 的特性，這樣的測量方法不會干擾反饋環路原本的特征。

     注入的信號電平不能太高，以避免反饋環路進入非線性區域。應使用高輸入阻抗的探頭來完成探測，這樣不會影響反饋環路的工作。

    在測量頻率范圍方面，通常從 10 Hz 或 100 Hz 的低頻率處開始測量。但一般說來， 對測量 DC-DC 轉換器的環路特征重要的頻率范圍主要是在幾 kHz 到幾百kHz 之間。LC 濾波器的諧振頻率和環路的交叉頻率都在這個范圍內。因此，低頻范圍內的測量沒必要如此嚴格。

    注意這里討論的測量方法是基于只適用于線性電壓模式控制下的環路。它不適用于電流模式控制下的環路和非線性控制環路。

圖8. 負反饋控制系統的環路增益測量方法

     環路增益測量配置示例

     圖9 顯示的配置示例使用E5061B-3L5 LF- RF 網絡分析儀的增益相位測試端口來測量環路增益。增益相位測試端口可提供5 Hz 至30 MHz 頻率范圍、1 MΩ/50 Ω 阻抗的可通斷直接接收機輸入。

     使用變壓器T1 和電阻器R5 組成浮置信號施加電路。R5 的阻值應遠遠小于 Zin (通常為幾 kΩ 或幾十 kΩ)。另外，如果 R5 的電阻值太小，注入的測試信號就會出現過度衰減。一般廣泛使用的是 20 Ω 到 100 Ω，但是低電阻例如 5 Ω 可以提高變壓器的帶寬，這取決于使用的變壓器。

     測量時，要把接收機的端口 R 和 T 設置為 1 MΩ 輸入模式 (輸入阻抗 Zin=1 MΩ// 30 pF)。使用同軸測試電纜把 R 和 T 端口與被測器件相連。對于這個環路增益測量配置，推薦使用同軸測試引線而不是10:1 無源探頭，因為在這個配置中，信號源端口和接收機端口都對被測件的接地浮置，10:1 無源探頭會導致與雜散耦合有關的測量誤差。(注: 端口R 和T 對其機箱接地半浮置，浮置阻抗為大約 30 Ω，詳細配置將在圖 22 中介紹)。在這種情況下， 如果同軸測試電纜的探測電容相對大一些就不是問題，因為這種測量要求的頻率范圍通常不超過 1 MHz，即便使用同軸測試

     電纜，我們也能獲得足夠高的探頭輸入阻抗。如果您在這個包括浮置信號源注入的測量配置中使用10:1 無源探頭，建議按照圖 9 中虛線部分顯示的配置，使用短引線將 LF OUT 端口 (分析儀的機箱接地) 的外部屏蔽連接到被測件的接地。

     在測量中通常使用直流電子負載或大功率的電阻器作為轉換器的負載。

     在對測量系統進行校準時，需要把兩個測試電纜的探頭點在TP1 測試點上做直通響應校準，這樣可以把兩個測試電纜之間幅度和相位的差異去掉。

圖9. 測量環路增益的配置示例

    反饋環路特征的測量示例

    圖 10 是用圖 9 所示的測量配置，在 2 A 負載條件下，測量一個 5 V 至 3.3 V 降壓轉換器的環路增益的例子。測量的頻率范圍從 100 Hz 至 1 MHz，源電平為-20 dBm。在測量中把IFBW 設為 AUTO 模式 (100 Hz 極限值)， 該模式可在低頻范圍內自動選擇窄 IFBW， 在高頻范圍內自動選擇寬IFBW。在圖 10 的測量結果中，上面的軌跡是環路增益的測量結果，下面的軌跡是相位響應特性的測量結果。可以看到在截止頻率附近，響應特性曲線上有小的尖峰，這是由 DC-DC 轉換器自身的開關噪聲造成的。

    在這個測量中，我們在交叉頻率 (大約為30 kHz) 上放一個游標，儀表測出被測器件的循環傳遞函數–GH，在交叉頻率處的相位測量結果 (大約 80°)就是相位裕量。在這里測量結果顯示出轉換器的相位裕量足夠大，而且還有一定的空間對反饋補償電路進行調整，把交叉頻率進一步提高， 從而加快電路對負載變化的響應速度。

    激勵注入信號的功率

    現在，我們假設在電阻器 R5 上注入一個恒定的浮置 AC 電壓，無論測試頻率范圍如何變化，R5 一直位于注入變壓器的次級一側。根據每個頻點上的環路增益，這個浮地交流激勵信號以被測器件的接地為基準在儀表測量接收機的R 端口和T 端口上被分成了兩個交流電壓。在測量頻率比較低環路增益比較高時，R 端口上的交流電壓會比較小，T 端口上的交流電壓會比較大。隨著測量頻率的提高，R 端口上的交流電壓會升高，T 端口上的交流電壓會降低。當測量頻率達到交叉頻率時，環路增益為 0 dB，R 端口和T 端口上的交流電壓大小是一樣的。

    至于激勵信號的功率高低的選擇，一般情況下需要在測量頻率比較低時要把注入的交流激勵信號的功率設得高一些，這樣可以解決R 端口上出現的交流電壓比較小， 容易使測量的信噪比惡化的問題。

    不過，這樣做的缺點是使反饋環路在測量頻率處在交叉頻率附件的中間范圍時的工作點轉向非線性區域。因此，應將注入激勵信號的功率要適當地設置成不太大也不太小才好。

    為了找到適當的激勵信號功率，首先先把儀表激勵源的功率設在一個足夠低的值 (例如 -20 或 -30 dBm)，然后再執行測量。隨后在逐漸提高激勵源功率的同時， 重復進行測量。當測量結果的波形在某個激勵源功率上開始出現異常 (例如開始出現不連續的波形) 時，再把激勵源的功率設置在略低于這個引起異常的激勵源功率的水平上。另外，如果有必要，還可以在做比值T/R 測量的同時，用儀表的T 端口測量功率來監測信號源的功率，要確保在您所選擇的測量激勵信號功率的所有范圍內，接收機T 端口測到信號功率的大小都是呈線性變化的。或者也可以使用示波器來監測反饋環路上信號的波形，以確保信號波形沒有失真為準。

圖10. DC-DC 轉換器的環路增益測量示例

     在分段掃描測量時設置可變的注入激勵

     有些 DC-DC 轉換器的測量可能需要非常小的注入激勵信號，小到-30 dBm 甚至是更小。在這種情況下，測量軌跡在低頻段會顯現出很大的噪聲。雖然對于評估環路的穩定性來說這不會是很嚴重的問題，因為我們只是在交叉頻率的附近的中間部分通過觀察測量結果的軌跡來評估環路的穩定性。但是，如果您想在測量的低頻頻段提高測量的信噪比，同時又不希望在測量頻率的中間部分施加過大的激勵信號的話，那您可能就需要采用分段掃描的測試方法— 生成一個對數頻率掃描列表，隨著分段掃描頻率由低向高增加，把激勵源的功率逐漸由高向低進行改變。圖 11 所顯示的就是按照以下的頻率范圍和激勵源功率的設置列表，用分段掃描的方法測量環路增益的結果。

   100 Hz 至500 Hz，激勵源功率為-10 dBm

   500 Hz 至1 kHz，激勵源功率為-15 dBm

   1 kHz 至3 kHz，激勵源功率為-20 dBm

   3 kHz 至5 kHz，激勵源功率為-25 dBm

   5 kHz 至10 kHz，激勵源功率為-30 dBm

   10 kHz 至1 MHz，激勵源功率為-35 dBm

    這個測量所用的掃描列表，如果每一個掃描段包括 1 個測量點，這個列表可以包括 201 個分段，每一個掃描段上的中頻帶寬都大約是該掃描段頻率的 1/ 5。您可以用電腦來設計分段掃描的列表，

    寫成 CSV 文件格式，然后把文件導入儀表；或者您也可以用儀表內置的 VBA 編程工具生成分段掃描列表。需要注意的是，在圖 11 所顯示的圖形中，我們通過調整儀表屏幕顯示的色彩把顯示屏上的刻度網格都刪除掉了，這是因為即便是在用對數掃描方式進行分段掃描測量的時候，顯示屏幕上X 軸的刻度在空間上單獨分割依然是等距離的，這會對實際上是以對數刻度得到的測量軌跡帶來誤解。修改儀表屏幕顯示色彩的方法是: 按儀表面板上的 [System] 按鍵，然后順序進行以下操作(Misc Setup)，(Display Setup)， (Color setup)。

圖11. 在分段掃描測量時設置可變的注入激勵

     如何選擇激勵施加電路的變壓器

    在選擇激勵施加電路的變壓器時，應該選擇在整個測試頻率范圍內傳輸響應保持平坦的變壓器。變壓器的阻抗不能比儀表激勵源 50 Ω 的輸出阻抗小太多，即它的自感L 要足夠大。此外，變壓器必須能夠在高頻范圍內正常工作，而不會產生自諧振。在圖 10 所示的測量示例中，使用 1:1 脈沖變壓器把激勵源的測量信號注入給被測器件，變壓器的自感為3.4 mH 系數，并與50 Ω 電阻R5 一起構成激勵施加電路。

    圖 12 是用 E5061B-3L5 的S 參數測試端口測量得到的該脈沖變壓器在 50 Ω 系統阻抗條件下的傳輸響應特性S21。測量頻率范圍是從 10 Hz 至 10 MHz。如游標讀數所示，變壓器在 1 MHz 及以上的高頻范圍內具有平坦的頻率響應特性。但另一方面， 在 100 Hz 左右的低頻范圍內，由于變壓器的阻抗| Z | = | j * 2 * pi * f * L | 低于儀表激勵源 50 Ω 的輸出阻抗，因此會出現 20 dB 的損耗，并且施加到變壓器初級一側的交流電壓變得非常小。這對測量的信噪比造成了進一步不利的影響。因為低頻測量范圍內，這個 20 dB 的衰減會加在因為大的環路增益導致的原本就很小的 AC 電平上。

圖12. 脈沖變壓器 (PN 5188-4425) 的傳輸特征

圖 13. 在測量環路增益的配置中測量到的交流電壓的值(激勵源的功率固定在-20 dBm)

     圖 13 顯示了接收機R 端口和T 端口測量到的交流電壓的值，測量所用的配置與圖10 中的環路增益的配置相同激勵源的功率固定在= -20 dBm 上。需要注意的是， 雖然R 端口和T 端口的輸入阻抗是高阻抗而不是 50 Ω，測量得到的交流電壓Vac 仍然被表示為20 * Log (Vac^2/50)。

    您可以看到，由于這兩個因素的影響， 在100 Hz 附近測量得到的電平是很低的。如果您使用 10:1 無源探頭替代同軸測試電纜進行測量，無源探頭 20 dB 的衰減會使 R 端口上測得的 AC 電壓進一步降低， 在 100 Hz 附近測量時，信噪比 SNR 將進一步惡化。不過，由于對反饋環路的測量結果有重要意義的頻率通常都在交叉頻率附近，所以這種低頻測量頻率上出現的測量軌跡的波動應該不會造成太大的影響。

     當激勵源的功率為固定值時，特別是如果被測器件需要一個很低的注入激勵， 為了進一步改善在低頻測量范圍內環路增益測量的信噪比， 需要使用在低頻范圍內頻率響應特性仍然很平坦的變壓器。重點推薦 Picotest 公司生產的J2100 A 激勵施加電路變壓器， 很適用于這種應用(1 Hz 至 5 MHz 時，R5=5 Ω；10 Hz 至 5 MHz 時，R5=50 Ω；BNC (陰頭) 至香蕉插座，http://www.picotest.com) 注意， 當端接 R 5 = 5 Ω 時， 帶通的插入損耗大約在 15 dB。或者 North Hills 公司的0017C 50 Ω 視頻隔離變壓器就很適用于這種應用，其工作頻率從10 Hz至 5 MHz， 兩端都是BNC (陰頭) 接口，兩端的阻抗也都是50 Ω，www.northhills-sp.com。

    測量DC-DC 轉換器和無源PDN 元器件的阻抗

    測量DC-DC 轉換器的輸出阻抗

    對于給新型的在低電壓大電流條件下工作的LSI 供電的PDN 來說，對它極小的阻抗進行測量已經變得非常重要。在此，如果我們假設 Zpdn 是從負載器件一端看到的Vdd 和接地層之間的阻抗，Delta-I 就是由負載器件的工作所引起的電流變化，在電源層面上會產生電壓降Delta-V = Delta-i x Zpdn。更嚴格地講，電壓降應該是:

    Delta-V = IFFT (FFT (delta-I) x Zpdn). [1]

    對于 MPU 之類的高性能 LSI 的應用情況，Delta-I 可能是幾安培或幾十安培， 這時電壓降 Delta-V 就不是微不足道的問題了。因為它會致信號完整性和電磁干擾 (EMI) 問題。為了避免這些問題的出現，在從 DC 到 GHz 的廣闊的頻率范圍內，必須將電源層的阻抗 Zpdn 抑制在一個極小的值上。在低頻范圍內尤其經常要求PDN 要有極小的只有毫歐級的阻抗。

     DC- DC 轉換器可在低頻范圍內提供這個極小的阻抗。無論負載如何變化， 通過反饋環路控制來調整轉換器的輸出電壓， 就可以得到一個極小的輸出阻抗。輸出阻抗和環路增益之間的關系為: Zclosed = Zopen/(1+GH)，其中， Zopen 為開環輸出阻抗，Zclosed 為閉環輸出阻抗，GH 為環路增益。在環路增益較高的低頻范圍內，閉環輸出阻抗將會非常小。

     為了測量 DC-DC 轉換器的輸出阻抗，我們可以使用低頻網絡分析儀，直接在DC- DC 轉換器的輸出端子上用探頭進行測量得到閉環輸出阻抗 Zclosed。本節討論如何使用配有軟件 005 阻抗分析功能的 E5061B-3L5 LF-RF 網絡分析儀來測量DC-DC 轉換器的輸出阻抗。

圖14. PDN 中DC-DC 轉換器輸出阻抗

     電流-電壓檢測方法

     這種方法以前用于測量 DC-DC 轉換器和開關式電源的輸出阻抗。圖15 是這種方法的簡化示意圖。用變壓器把網絡分析儀激勵信號源的地浮置起來，就可以用網絡分析儀的高阻抗接收機端口測量已經接地的被測器件上的交流電壓和電流。端口T 測量被測件兩端的交流電壓Vdut，端口R 測量 1 Ω 電阻器上的交流電壓，流過被測件的交流電流是 Idut。把兩個電壓測量結果進行比值計算，得到的 T/R 結果直接就是被測器件的阻抗，這是因為T/R=VT/ VR=Vdut/(1 x Idut)。在本圖中，被測器件指DC-DC 轉換器和與其相連的負載。

     與測量環路增益的情況類似，我們通常使用電子負載或大功率電阻器作為被測器件的負載。實際上，網絡分析儀測量的是 DC-DC 轉換器的阻抗和負載電阻并聯在一起的阻抗，由于 DC-DC 轉換器的輸出阻抗要比負載阻抗小的多，所以測量 結果主要反應的是被測器件的阻抗。隔直 流電容可以防止被測器件的直流輸出信號進入變壓器和 1 Ω 電阻器，其阻抗| Z |=| 1/ (j * 2 * pi * f * C)| 應足夠小，以便在低頻測量范圍內獲得良好的信噪比。

     這種測量方法非常適用于測試輸出電壓相對較高的 DC-DC 轉換器，因為儀表的激勵信號源與被測器件的直流輸出電壓之間有很好的隔離，而且兩個測量接收機都是很可靠地通過高阻抗進行連接。此外，由于激勵信號源被變壓器浮置了起來 (將在下文中描述)，在測量結果中也不會存在由測量電纜的接地環路引起的誤差。但是， 由 1 Ω 電阻器附近連線的殘留阻抗引起的測量誤差很難完全消除，因此這個方法不適用于精準測量毫歐級的非常小的阻抗。

圖15. 電流-電壓檢測法

     電流-電壓檢測法的配置示例

     圖 16 是采用了電流電壓檢測方法使用E5061B-3L5 增益相位測試端口的配置示例。對于變壓器T1，您可以使用與環路增益測量中使用的同一個脈沖轉換器。不過在這種測量中我們不推薦使用現成的專門設計用于 50 Ω 或 75 Ω 系統中的隔離變壓器，例如North Hills 的 0017C 型變壓器， 因為在這種配置結構中這種變壓器死活很容易產生一些不需要的殘留反應。

    使用一個隔直流電容可以防止直流電流流入變壓器的繞線組和 1 Ω 的電阻中。用一個大的電解電容足以在低頻測量頻段把激勵信號注入給被測器件。

    檢測電流用的 1 Ω 電阻器要盡量精準。通過測量這個電阻自身的阻抗，您可以使用簡單的運算對測量結果進行補償。例如， 如果電阻器的阻抗是 0.98 Ω，您可以將測得的阻抗 Zmeas 乘以 0.98 來得出被測件的阻抗Zdut，因為Zmeas = VT/VR = Vdut/ (Idut x 0.98) = Zdut/0.98。如果使用引線電阻器，則應當盡可能地縮短引線長度，并將其直接焊到被測器件輸出終端，這樣可以大程度地降低電阻器與被測器件之間引線殘留阻抗和接觸阻抗導致的測量誤差。如果要在上測量很小的交流電壓時有良好的信噪比的測量小，就應該把T 端口內的衰減值設為 0 dB，把激勵信號源輸出功率設置為大電平，即 10 dBm。為了校準測量系統，可以把上的測試電纜與R 端口的測量電纜練到相同的點上進行直通響應校準。執行直通響應校準時，應將激勵信號源的功率降到 -5 dBm 以下， 以防止測量接收機的T 端口過載。

圖16. 電流－電壓檢測方法的配置示例

    并聯－直通測量法

    能夠對毫歐量級的微小阻抗進行精準測量的方法是并聯-直通法，并聯－直通方法在50 Ω 以下直到非常小的阻抗范圍的阻抗都具有非常高的靈敏度，是測量 PDN 阻抗的常用方法。圖 17 是測量方法的簡化示意圖。將被測器件并聯在激勵信號線和接地線之間，然后測量傳輸系數S21。然后從S21 推導出被測器件的阻抗，S21 表示由非常小的并聯阻抗導致的很大的衰減。被測器件的阻抗Zdut 和S21 之間的關系為: Zdut = 25 x S21/(1-S21)。

    測試電纜接地環路導致的測量誤差[1] [2] [3]

    在低頻測量范圍內，使用傳統上接地接收機的低頻網絡分析儀很難測量出毫歐級并聯阻抗，因為激勵信號源和接收機之間的測試電纜接地環路會導致測量誤差。

    現在假設被測器件的阻抗 Zdut 接近于0 Ω，在圖 18 的方框圖中，電壓 Vo 幾乎為 0，儀表測量接收機測得的電壓VT 也應接近為 0。但是，如虛線所示，由于激勵源電流會流入 VT 接收機一側測量電纜的金屬外屏蔽層，這個電流在電纜屏蔽電阻器RC2 上產生的電壓下降是VC2，這樣實際測得的電壓 VT 應等于 VC2，這比我們真正要測量的電壓 Vo 高，這是不正確的測量結果。因此，即便當被測器件的阻抗Zdut 是 0 的時候，測量的動態范圍也會下降，實際測量的阻抗也不會比RC2 小。根據電纜屏蔽層與連接頭擠鍛質量的好壞、電纜屏蔽的厚度、電纜的長度等情況，的范圍通常在10 毫歐到幾十毫歐之間。

     通常，測量電纜接地環路誤差的問題會在 100 kHz 以下的低頻測量范圍內出現， 而這個范圍正是測量 DC-DC 轉換器阻抗以及部分大容量旁路電容阻抗的重要頻率范圍。同樣的問題不會出現在較高頻率范圍內，原因在于流至 VT 接收機一側測量電纜屏蔽層的電流會受到屏蔽層自身電抗(X=2 * pi * f * L) 的抑制，測量頻率越高該電抗的值也會越高。

圖17. 并聯-直通測量方法

圖18. 測試電纜接地環路導致的測量誤差

    傳統解決方案－1

    有幾種使用外部器件可以大程度地減少測量誤差的技術。其中為傳統的方法是把激勵源一側或測量接收機一側，或兩側的同軸測量電纜繞在電感量很大的磁環上，圖 19 和 20 表示出了這種方法的等效電路。磁環的阻抗只會抑制流過測量電纜中心導體或流過測量電纜外屏蔽層的交流電流，而不會抑制流過測量電纜的中心導體后再通過測量電纜的外屏蔽層返回的交流電流。當磁環用到 VT 接收機一側的電纜上時，如圖 19 所示，因為流過測量電纜屏蔽層電阻 RC2 的電流會受到自感| Z |=2 * pi * f * L2 的抑制，因而更多的電流會通過激勵源一側的測量電纜的屏蔽層路徑返回到激勵源一側。同樣，當把磁環用到激勵源一側的電纜上時，如圖 20 所示，更多電流也還會返回到激勵源一側的測量電纜的屏蔽層路徑上，這是因為更多電流返回到激勵源屏蔽層的路徑上而不是 VT 接收機一側電纜的屏蔽層路徑會使由RC1、RC2 和L1' (正向電流和反向電流產生的磁場所導致的電感) 組成的總阻抗會變得更小。

     為了在很低的測量頻率范圍上把流至 VT 接收機端測量電纜屏蔽層的電流完全限制掉，需要在同軸測量電纜上多穿幾個高磁導率的磁環，或把同軸測量電纜在高磁導率的大磁環上多繞幾周，這樣可以盡可能提高電纜屏蔽層的阻抗。然而，在實際應用中很難找到非常合適的磁環來徹底消除極低頻范圍內的測量誤差。

圖19. 在接收機一側的測量電纜上使用磁環的解決方案

圖20. 在激勵源一次的測量電纜上使用磁環的解決方案

     傳統解決方案－2

     另一種減小測量電纜環路誤差的方法是把激勵源或測量接收機的接地環路浮置起來，把激勵源和測量接收機的接地環路斷開。通過使用隔離變壓器或差分探頭即可達到這個目的。圖 21 是在激勵源一側連接了隔離變壓器的方框圖。為了防止直流電流流入變壓器，在被測器件和隔離變壓器之間必須連接一個隔直流電容。您可以使用現成的寬帶 50 Ω 寬帶隔離變壓器， 例如 North Hills 公司生產的 0017C 隔離變壓器。這個隔離變壓器還可以用在環路增益的測量中，給被測器件注入測量激勵信號。

     在斷開激勵源與測量接收機之間的測試電纜接地環路方面，使用隔離變壓器比使用磁環更有效。但是，使用隔離變壓器的潛在副作用是在高頻測量范圍內可能會產生一個較小的剩余響應，這個響應有多大取決于變壓器的特性。如果被測器件的環路帶寬很寬并且在高頻范圍內顯示出非常小的阻抗時，這個由隔離變壓器引起的剩余響應的影響將無法被忽視。

圖21. 使用隔離變壓器的解決方案

    E5061B-3L5 采用的解決方案

    E5061B-3L5 的增益相位測試端口 (測量頻率范圍從 5 Hz 至 30 MHz) 具有獨特的硬件體系結構，能夠消除激勵源至測量接收機測試電纜接地環路引起的測量誤差。圖 22 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測試端口執行這種應用時的簡化方框圖。測量接收機由阻抗 | Zg | 半浮置， 該阻抗在 100 kHz 以下的低頻范圍內大約是 30 Ω。與使用磁環的方法類似，我們可以直觀地看到阻抗| Zg | 阻止了屏蔽電流。或者如圖所示，假設被測器件接地端的電壓擺動是Va，由于 RC2 要比接收機輸入阻抗 50 Ω 小得多，因此可通過以下公式近似得出 VT 的值[4]:

    VT = VC2 + Vo

    = Va x RC2/(RC2 + Zg) + Vo

    由于Rc << | Zg |，因此上述公式中的一項可以被忽略，VT 幾乎等于我們真正需要測量的Vo。通過大程度地降低RC2 的影響，我們能夠正確測量出被測器件的阻抗。無需使用外部磁環或隔離變壓器， E5061B-3L5 的增益相位測試端口支持您輕松測量出 DC-DC 轉換器的毫歐量級的輸出阻抗。

     另一方面，與其他現有低頻網絡分析儀一樣，E5061B-3L5 的S 參數測試端口(測量頻率從5 Hz 至3 GHz) 的測量接收機都是采用網絡分析儀標準的接地結構。如果您想使用S 參數測試端口測量毫歐級DC-DC 轉換器的輸出阻抗 ( 例如， 在從低頻到超過 30 MHz 的一次掃描范圍內測量PDN 阻抗時)，必須將磁環連接至測試電纜。

圖22. 使用E5061B-3L5 增益相位測試端口的解決方案

    對短路器件進行測量的實驗

    下面通過一個簡單的測量來看看由激勵源至測量接收機的測試電纜接地環路導致的測量誤差以及E5061B 網絡分析儀 增益相位測試端口的有效性。如圖 23 所示，在這個測量中，被測器件是一個并聯短路 (shunt- short) 器件，它實際上是一根以并聯連接的方式焊接到 SMA 接頭上的短線。這個短路器件通過 60 厘米長的 BNC 電纜和 SMA-BNC 適配器與儀表相連。圖24 和 25 分別是用 4395A 以及 E5061B-3L5 的 S 參數測試端口，在不使用磁環或隔離變壓器情況下獲得的S21 (衰減值) 測量結果。如圖所示，這兩個儀表在低頻范圍內的衰減測量軌跡都高于被測件的真實值，這是不正確的。這些測量誤差是由圖 18 中所示的激勵源和接收機間測試電纜的接地環路引起的。

圖23. 被測試的器件

圖24. 使用4395A 測得的S21 測量結果(不使用磁環或隔離變壓器)

圖 25. 使用E5061B-3L5 S 參數測試端口測得的S21 測量結果(不使用磁環或隔離變壓器)

圖26. 使用E5061B-3L5 S 參數測試端口測得的S21 和| Z | 測量結果不使用磁環

   a. 不使用磁環

   b. 在測試電纜上使用夾持型磁環。

   c. 在測試電纜上使用大磁環。

   d. 測試電纜在大磁環上纏繞3 圈。

   圖26 是在使用磁環的情況下使用E5061B- 3L5 S 參數測試端口對同一個被測器件進行測量得到的結果。所有測量跡線都存儲在存儲器跡線中。通道 1 測量的是S21 的軌跡，通道 2 測量的是| Z | 的軌跡，(如圖所示，| Z | 的軌跡是用E5061B 的并聯直通阻抗變換函數計算之后繪制出來的)。

   跡線 ( a) 是不使用磁環的測量結果。跡線 (b) 是在激勵源一側的同軸測試電纜上使用了夾持型磁環 ( 常用于抑制接口電纜的噪聲) 的測量結果。可以看到， 跡線 (b) 的測量結果略有改進，但在低頻測量范圍內測量毫歐阻抗時，這種改進量是不夠完全的，原因是這種類型的小磁環生成的阻抗實在太小。跡線 (c) 是在激勵源一側的同軸測試電纜上使用了高磁導率(Metglas Finemet F7555G，?79 mm， http://www.metglas.com) 大磁環的測量結果。在低頻范圍的測量結果有明顯的改進。跡線 (d) 是把測試電纜在同一側磁環上纏繞 3 圈(以大幅增加磁環生成的阻抗) 后獲得的測量結果。現在，我們可以在大約100 Hz 以下的頻率范圍內獲得正確的測量結果。

    另一方面，圖 27 給出了使用E5061B-3L5 增益相位測試端口 (不使用磁環或隔離變壓器) 獲得的測量結果。如圖所示，即使不使用磁環或變壓器，E5061B-3L5 的增益相位測量端口也可以在低頻范圍內獲得正確的測量結果。

圖27. 使用E5061B-3L5 增益相位測試端口測得的S21 和| Z | 測量結果

    不使用磁環或隔離變壓器

    激勵源功率= 10 dBm (直通校準時為-5 dBm)

    T 端口: ATT = 0 dB, Zin = 50 Ω, R 端口: ATT = 20 dB, Zin = 50 Ω

    并聯－直通方法的配置示例

    圖 28 是采用并聯-直通方法進行測量的配置示例。測量接收機的端口的輸入阻抗設置為 50 Ω。用圖 28 所示的配置方式，不用外接隔直流電容器就可以測量輸出電壓在 5 Vdc 以下的DC-DC 轉換器的參數。注意，在這種情況下，分析儀的 50 Ω 端口和功率分離器將會與被測器件產生直流耦合，并與負載器件并聯。不過，如果負載電流不是很大的話，會影響到被測器件的負載條件。端口T 衰減值設置為 0 dB，激勵源功率設置到大值，測量靈敏度可以提高。當被測器件的阻抗遠遠低于激勵源的輸出阻抗，過量的信號也不會作用到被測器件。如果端口T 衰減值設置為 0 dB， 當執行直通響應校準以防止其過載時，激勵源功率會降低。

    在儀表的增益相位測試端口的輸入阻抗設置為 50 Ω 時，如果施加到該端口上的直流信號的電壓比較高，超過了 5 Vdc， 儀表的過載保護功能會啟動，E5061B 的測量端口的功能將關閉。通過外接的隔直流電容器，您可以測量輸出電壓高達10 Vdc 的轉換器。然而，被測器件輸出電壓作用于隔直流電容器應該可以逐漸避免過量的瞬時輸出。如果這樣做很困難，那么就有必要從其他方面來避免瞬時輸出。例如，當施加電壓時，暫時將接收機設置為 1 MΩ，并用大功率電阻器(例如 100 Ω 或 1 kΩ) 將電容器的低壓端子(分析儀一端) 接地， 以使瞬態電流流入大地。當此端子的電壓變得足夠低時 (取決于 RC 時間常數，這一過程可能需要幾秒鐘)，將接收機設置為 50 Ω，然后斷開電阻器的連接并執行測量。測量結束后，應將接收機重新設置為 1 MΩ，同時用電阻器將電容器的低壓端子和高壓端子接地， 以便給直流模塊放電。

     如果您采用并聯－直通方法，且使用1 MΩ輸入而不是 50 Ω (如圖 36 所示)，那么可以忽略T 端口上的直流模塊。

    測量高壓轉換器的其他方法還包括電流－ 電壓檢測方法，或使用 Picotest J2111A 電流注入器的類似方法 (www.picotest. com)。這些方法雖然在測量精度上稍遜于并聯－直通方法，但對于高壓轉換器 (高達40 Vdc) 來說更適合。

圖28. 并聯－直通測量方法配置示例

    并聯－直通方法配置示例(續)

    為了精準地對毫歐級的極小電阻進行測量，確保在測量的過程中探頭的接觸電阻非常小，測量終端應通過 2 端口探頭[1] [2] 接觸被測件。實際上我們建議您將測量終端焊接到被測器件上。如果將兩個測量終端合在一起，并通過單端探測方式來接觸被測器件，這時要保證測量端口的引線應盡可能短，因為其殘余阻抗將直接影響毫歐阻抗的測量精度。

    圖29 是使用2 端口探測法的示例。圖中， 兩個自制探頭連接到測試電纜的末端，探頭與被測件的輸出終端接觸。自制探頭可以使用 SMA 接頭(剪掉其三個接地引腳， 然后使用剩下的接地引腳和中央引腳進行探測) 或 SMA 半剛性電纜(把電纜剪短，剝出中間導體，然后在外部導體上焊一個短引腳) 來制作探頭。

當做直通響應校準的時候，要使直通件的電長度與兩個探頭的電長度大致相等。

圖29. 并聯－直通方法的探測示例

    DC-DC 轉換器輸出阻抗的測量示例

    圖30 和31 是用并聯－直通方法和E5061B 增益相位測試端口測量 5 V 至 3.3 V DC- DC 轉換器的輸出阻抗的測量示例。被測器件是上一章講環路增益測量示例中使用的同一個轉換器， 測量頻率范圍為 10 Hz 至 10 MHz。IFBW 設置為 Auto / 大 10 Hz，端口 T 衰減器設置為 0 dB。在測量過程中， 激勵源的功率設置為10 dBm；在做直通響應校準時，激勵源的功率設置為-5 dBm。

    注意: 在給轉換器加電或斷電的時候，我們建議把 T 端口的衰減器的衰減值臨時從 0 dB 改為 20 dB，這樣可以避免轉換器的瞬間輸出電壓個測量接收機造成過載。如果儀表由于遇到了瞬間的高電壓而進入了過載保護模式，進行恢復的方法是: 按儀表面板上的[System] 按鍵，選擇"Overload Recovery" 和"Clear Overload Protection" 按鍵。

    | Z | 跡線是使用E5061B-005 的阻抗分析功能(增益相位并聯－直通法) 繪制而成的。

    圖 30 中左邊的軌跡是在轉換器和電子負載關閉的情況下表示的 | Z | 的測量結果。如圖所示，轉換器在斷電狀態下的輸出阻抗指示的是轉換器的輸出電容器的自諧振阻抗響應。右邊的軌跡是在 0.3 A 負載條件下測量到的 | Z | 的軌跡。如圖所示， 通過轉換器的反饋回路的作用，在低頻范圍內| Z | 值被限制在 2 mΩ 以下。由于增益相位測試端口獨特的接收機體系結構， E5061B 能夠正確測量毫歐級的小阻抗， 甚至在 10 Hz 以下的測量頻率，測量結果也不會受到激勵源和接收機之間測試電纜接地環路的影響。

    圖 31 顯示了 1 A 和 2 A 負載條件下測量得到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，在低頻范圍內，被測器件的阻抗要高于 0.3 A 負載條件下的阻抗。通常，測量各種負載條件下的輸出阻抗是很有必要的，這可以讓我們知道被測器件的輸出阻抗是否能夠保持在我們所希望的目標之內，以及當負載條件變化時，阻抗的變化是否是足夠小。

    另一重要的事情是要確保輸出阻抗的跡線不會出現大的正向峰值，因為那樣會造成所有負載條件下的瞬態噪聲。

圖30. 直流－直流轉換器輸出阻抗測量

    斷電狀態和0.3 A 負載條件下，

    起始頻率= 10 Hz，終止頻率= 10 MHz

    激勵源功率= 10 dBm (直通校準時為-5 dBm)

    T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

圖31. 直流－直流轉換器輸出阻抗測量

    1 A 和2 A 負載條件下，

    起始頻率= 10 Hz，終止頻率= 10 MHz

    激勵源功率= 10 dBm (直通校準時為-5 dBm)

    T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω

    測量無源PDN 元器件的阻抗

    測量無源元器件的阻抗是設計 DC-DC 轉換器和 PDN 的工作中的重要任務。安裝在 PCB 裸板電源層上的無源元器件可以在高達幾百 MHz 以上的頻率范圍內把 PDN 的阻抗限制在較低的值上。常用的無源 PDN 元器件是電容器。電解電容器和高介電MLCC (多層陶瓷電容器) 等大容量電容器常用作直流-直流轉換器的輸出級電容器，這些電容器也可以當作旁路電容器來使用，以便在頻率超出轉換器環路帶寬的范圍時限制 PDN 阻抗。此外，為了在更高頻率范圍上進一步對阻抗和諧振進行抑制，也會在PCB 板上使用較小的旁路電容器。

    同樣，在某些情況下，為了抑制 PDN 中出現的噪聲，會把鐵氧體磁珠或 3 端子濾波器作為去耦器件串接在電路板的供電路徑上。

    關于其他 PDN 元器件的主題文章，例如鐵氧體磁珠和電感器，請參考文件[3]。

    使用網絡分析儀測量阻抗的方法

    圖 33 概括了三種使用網絡分析儀測量元器件阻抗的主要技術。我們會看到，當在測量接收機 VT 上測量到的交流電壓的變化范圍很大時，在相應的阻抗范圍內每種方法都可以提供良好的測量靈敏度。并聯直通方法在小阻抗范圍內具有良好的靈敏度，通常用于測量旁路電容器，這些電容器在串聯諧振頻率附近的阻抗可以低至毫歐量級。另一方面，要測量阻抗較高的元器件(例如鐵氧體磁珠)，使用反射法進行測量則更為合理。

圖32. 測量PDN 中的無源元器件

圖33. 使用網絡分析儀測量阻抗的方法

    并聯－直通方法配置示例

    圖 34 是用并聯-直通測量法在 E5061B 網絡分析儀 的S 參數測試端口上測量旁路電容器的配置方法。被測器件安裝在一個 50 Ω共面傳輸線的測試電路板上。E5061B-3L5 的 S 參數測試端口的測量頻率范圍從 5 Hz 至3 GHz，用戶可以用 S 參數在很寬的頻率范圍內測量被測器件的阻抗特性。

    對于高到 10 MHz 的情況，簡單做一個直通相應校準即可以給出足夠的測量精度。對于測量頻率達到數百 MHz 或更高時，需要在同軸測試接口端面做全 2 端口校準，以消除阻抗失配誤差。測試電路板 50 Ω 傳輸線的電長度的影響可以用端口延伸的方法進行補償。

    如前章所述，與其他網絡分析儀類似， E5061B 網絡分析儀的 S 參數測試端口的外部屏蔽與分析儀的機箱接地端相連。當被測器件的電容值達到毫法拉級時，由于激勵源至接收機測試電纜接地環路的影響，會在低頻測量范圍內導致阻抗測量結果出現誤差。

    為避免此類測量誤差，應當在測試電纜上使用磁環，如圖 19 和 20 所示；或者，在測試頻率低于 30 MHz 時使用 E5061B-3L5 的增益相位測試端口。如前章所述，該測試端口的半浮動接收機體系結構可以避免測量誤差。圖35 顯示了一個配置實例。

圖34. 在S 參數測試端口上用并聯－直通方法進行測量

圖35. 在增益相位測試端口上用并聯－直通方法進行測量

    在直流電壓偏置的條件下測量 MLCC

    高介電常數的大電容 MLCC 電容值是依賴于直流偏壓條件的。為了精準地測量PDN 實際工作條件下MLCC，好的測量方法就是在施加一定直流電壓偏置的條件下測量其阻抗。E5061B-3L5 的內置直流偏置源使您能夠從低頻范圍輕松執行 MLCC 直流偏置測量。圖 36 顯示的是使用增益相位測試端口進行直流偏置測量配置示例。

    基本上，這個配置與圖 35 的并聯-直通測量方法類似，但是在進行直流偏置的測量時，接收機R 端口和T 端口需要設置成高阻抗輸入模式，以測量直流偏置的被測器件。在T 端口上測量被測器件中的交流電壓，流過被測器件的交流電流可以用R 端口和T 端口測量電阻Ri 上的交流電壓檢測出來。在阻抗域中執行三項校準(開路/短路/負載校準) 之后，整個測試系統在測試電路板的測量端子處的測量結果就是經過校準調整的了，被測器件的阻抗值可以直接顯示在儀表的屏幕上，而無需考慮使用把T/R 的測量數據變換為阻抗的公式來得到的測量結果。

    阻抗域中的三項校準可通過以下方式來實現: 對原始 T/R 測量執行單端口全校準和使用反射阻抗轉換將測量數據轉換為阻抗。(注意，盡管物理連接為并聯－直通，但請勿在此情況下使用并聯－直通阻抗轉換)。

圖36. 直流電壓偏置的MLCC 測量配置示例

    MLCC 測量示例

    圖 37 顯示的是用 E5061B-3L5 S 參數測試端口測量大電容MLCC 阻抗的測量結果。被測器件如圖 34 所示將安裝在測試電路板上，測試頻率范圍從 100 Hz 至 1 GHz。在測試電纜的端口上做了全 2 端口校準， 測試板的傳輸線的誤差用端口延伸功能進行了補償。阻抗的幅度 | Z |，相位軌跡，電容 Cs 以及電感 Ls 都是用 E5061B-005 阻抗分析功能(端口 1-2 并聯-直通法) 繪制出來的。

     圖 38 是使用增益相位測試端口對一個MLCC 進行測量的結果，所用的配置方式如圖 36 所示。注意， 在設定測量模式為增益相位并聯- 直通法和選擇所有待測阻抗參數之后 R 端口和 T 端口的輸入阻抗必須設置為 1 MΩ。測試頻率范圍為 100 Hz 至 10 MHz。如圖 36 中的示例所示，通過給你使用阻抗校準功能和開路/ 短路/負載校準器件對儀表進行校準可以完成三項校準。從測試結果可以看到，游標的讀數顯示10 kHz 時的電容測量結果約為47 uF。

    另一方面，圖 39 顯示在相同測量配置下應用 3 Vdc 直流偏置得到的測量結果。如圖所示，由于被測器件與直流電壓有很大關系，電容值在 10 kHz 時大幅下降至 29 uF。這意味著在直流偏置條件下， 類似于 PDN 的實際操作環境，進行大電容MLCC 測量十分重要。

    大電容 MLCC 還與交流電壓電平有關。如果需要，可以在您感興趣的頻率點上檢查實際施加到被測器件的交流電壓的電平。例如在圖36 的配置中，施加到被測器件的交流電壓電平可以通過以下公式進行計算:

    Vdut = Vsrc x Zdut/(Zdut + 50 + Ri)

    Vsrc = 2 x SQRT (50 x 0.001 x 10^(Pset/10)

    其中 Pset 為激勵源的功率 (單位 dBm)， Ri 為圖 36 中感應電流的電阻，Zdut 為被測件阻抗，它的值大約為1/(2*pi*f *C)。

    同樣，也可以用儀表分段掃描的功能，通過逐點調整激勵源的設置來給MLCC 施加一個恒定的交流電壓[3]。

圖37. MLCC 阻抗測量示例

    使用S 參數測試端口(端口1-2 并聯-直通法)

    起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 1 GHz

    激勵源= 0 dBm，IFBW = 自動/高100 Hz

圖38. MLCC 阻抗測量示例(無直流偏置)

    增益相位測試端口(增益相位并聯-直通法)

    起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 10 MHz

    激勵源= 0 dBm，IFBW = 自動/高20 Hz

   T 和R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 1 MΩ

   圖39. MLCC 阻抗測量示例(3 V 直流偏置條件下)

    增益相位測試端口(增益相位并聯-直通法)

    起始頻率 = 100 Hz，終止頻率 = 10 MHz

    激勵源 = 0 dBm，IFBW = 自動/高 20 Hz

    T 和 R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 1 MΩ

    對裝配了旁路電容器的 PCB 進行測量 [1]

    下面這個例子是對一個裝有旁路電容器的 PCB 上進行電路板級 PDN 的自阻抗測量。從這個例子中，我們將會驗證這些旁路電容器會把 PDN 的阻抗值抑制在目標范圍內。圖 40 對三種不同的 2 端口探測方法進行了比較。其中，圖 40 (c) 的方法是對于測量已經裝有器件的 PCB 在高頻范圍上供電路徑和接地路徑之間極小自阻抗的好的方法，在這里，旁路電容器和 PCB 自身的總電感量是阻抗的主要成分。如圖 40 (c) 所示通過把兩個探測探頭從電路板的兩面相向地與被測器件電路板進行接觸，我們可以把兩個探頭之間互相耦合的電感效應降至小，同時，在電路板的層到層之間的測量結果中也不會包括電路板上過孔的電感量。

    為了在電路板的同一側進行探測時把探頭的耦合誤差降低到小的程度，需要設法把探頭的中心導體和接地管腳之間形成的電流環路面積盡可能地減小到小的程度，同時，兩個探頭之間的距離要盡可能地遠。不過，如果用圖 40 (b) 的方法測量自阻抗時，兩個探頭之間的距離比起高測試頻率的信號的波長來要足夠小才行。

圖40.使用探頭用兩端口法測量PCB 的總結

    測量PC 母板的例子

    圖 41 是對一個裝有很多大電容和小電容的 PC 母板進行測量得到的結果。在測量中給母板的供電量是關閉的，我們測量了供電層和接地層之間由旁路電容和PCB 的裸導體的阻抗特性形成的自阻抗。因為在這個被測 PCB 板上沒有設計專門用來測試的焊盤，因此我們把其中一個焊接在過孔上的大的旁路電容給拿掉了，在它原來的位置上從電路板的正反兩面焊接上了用SMA 接頭自制的探頭。

    在測量之前在同軸測量電纜的端口上做了全 2 端口校準，探頭尖的電長度對測量結果的影響通過端口延伸功能進行補償，頻率的掃描范圍可以從 100 Hz 到 1 GHz。不過在這個測量中，我們所關心的頻率范圍主要集中在幾kHz 到幾百MHz 的范圍上， 這是電路板上旁路電容抑制 PDN 阻抗的主要頻率范圍。(具體高的測試頻率要視應用而定)。

    圖 41 (a) 中的測量結果是在測量電纜上沒有使用磁環的情況下得到的。因為電路板上安裝的這些大容量電容會在低頻測量范圍內產生很小的阻抗，因此在低頻測量端，可以看到因為測量電纜的接地環路引起的測量誤差。

    另一方面，圖 41 (b) 的測量結果是在測試電纜上使用了大磁通量的磁環的情況下得到的。借助磁環的影響，在低頻測量范圍內阻抗的測量結果就精準得多了。

   在這個測量中，我們使用 E5061B 的 S 參數測量端口和外置磁環，在一次掃描的過程中就把 PDN 從低頻到高頻的阻抗全部測量出來。不過，如果您找不到很合適的磁環的話，我們建議您可以先用儀表的增益相位測量端口測量低頻段的阻抗，然后再用S 參數測量端口測量高頻段的阻抗。

圖41. 安裝有多個旁路電容器的PCB 板的測量示例

   使用S 參數測試端口(端口1-2 并聯-直通法)

   起始頻率= 100 Hz，終止頻率= 1 GHz

   激勵源= 10 dBm，IFBW = 自動/高100 Hz